Classe A efficiente : une nouvelle voie ?

[jacquese]

Bonjour,

Il existe bon nombre de méthodes permettant de réaliser un ampli classe A au rendement amélioré. Parmi les plus connues : la classe A glissante, la classe A quadratique. La plupart du temps, avec ces solutions, le fonctionnement de la classe A est largement dégradé car le courant est modifié de manière non linéaire dans les transistors, et la disto s'envole ou son spectre voit arriver en force des harmoniques de rang élevé.

Je vous propose ici une nouvelle solution qui a le mérite de ne pas modifier les caractéristiques d'une classe A classique tout en apportant un gain de rendement pas loin d'un facteur 2.

Je lis régulièrement des brevets, pour le plaisir et pour ma veille techno, toutefois je ne sais pas si l'idée que je propose est vraiment nouvelle. Si vous pensez que ça existe déjà, vous me dites !

Dans un premier temps je vais vous présenter cette idée de design, ensuite on va voir comment implémenter ça dans un ampli sur un cas plus concret, en simu. Ensuite, pourquoi pas un petit projet concret pour la mise en pratique.

Donc d'abord, ma propale pour une classe A efficiente...

Voici un un schéma d'un ampli classe A. Ce sera le schéma de base de départ pour implanter la classe A efficiente.
Il donne exactement 30Wrms (60W crête) dans une charge de 8 ohms.

   

Les principaux points de fonctionnement sont décrits dans les mesures (au simulateur) ci-dessous :
- En haut : le sinus d'entrée et le signal de sortie à 30W ;
- Au milieu : le courant dans l'étage de sortie. Pour tenir les 30Wrms dans 8R, le courant de repos est fixé à 1.5A (valeur la plus basse possible) et on voit la courbe du sinus de courant dans un transistor de sortie (courant dans R9) ;
- En bas : la puissance dissipée dans l'étage de sortie pour ces 60W crête.

   

On voit qu'au repos (0V en sortie) la dissipation de l'étage de sortie est de 76W (38W par transistor de sortie Q5 et Q6).
Cette dissipation est P = Ic x Vce, pour chaque transistor.

Les paramètres fixant cette dissipation au repos sont donc le courant de repos et la tension d'alimentation. Pour diminuer la puissance dissipée au repos, il faudrait donc diminuer le courant de repos ou diminuer le Vce des transistors, c'est à dire diminuer la tension d'alimentation.

Concernant le courant de repos, on ne peut aller plus bas en statique sinon, on va quitter la classe A (voir courbe précédente où on voit qu'on frôle le zéro sur les crêtes). Les principales solutions connues modifient le le courant dynamique, avec comme résultat, le plus souvent, un dégradation du signal de sortie.

Concernant la tension d'alimentation, on a les points de fonctionnement suivants :

   

On voit que le signal de sortie navigue entre la tension de rail positif et la tension de rail négatif. Diminuer la tension d'alimentation statique va entraîner un écrêtage et nous n'aurons plus nos 60W crête. Il y a bien la classe H mais le procédé est généralement violent. Il semble donc qu'il n'y ait pas d'autres solution pour réduire cette tension d'alimentation.

Toutefois quand on regarde de plus près ces dernières courbes, si on considère maintenant que la charge est reliée à la sortie out et aussi à la masse, la tension à tout instant aux bornes de la charge ne dépasse jamais la tension d'un seul rail. Simplement il faut une tension d'alimentation totale double pour pouvoir gérer les crêtes positives et les crêtes négatives.
Si on fait simultanément bouger le potentiel du rail positif et celui du rail négatif en phase avec le signal de sortie, on peut alors réduire la tension totale d'alimentation de l'étage de sortie à la moitié de la valeur initiale sans que le signal ne soit écrêté.

La solution en image :

   

quelques explications :
 - au repos (0V en sortie), les rails V+ et V- sont maintenant à la moitié de la tension d'avant : 13V au lieu de 26V. Et la tension d'alimentation totale n'est plus 26+26= 52 mais 13+13 = 26;
 - sur les alternances positives, quand le signal de sortie augmente, la tension de rail V+ augmente de moitié pour passer de 13V à 24V à la crête en sortie. La tension de rail V- augmente aussi de moitié pour passer de -13V à -2V. A tout instant, la tension totale (V+)-(V-) est constante : 26 ;
 - sur les alternances négatives, quand le signal de sortie diminue, la tension de rail V+ diminue de moitié pour passer de 13V à 2V à la crête en sortie. La tension de rail V- diminue aussi de moitié pour passer de -13V à -24V. A tout instant, la tension totale (V+)-(V-) est constante : 26.

Du point de vue des tensions d'alimentation, les opérations analogiques à mener, en dynamique comme en statique, sont en fait très simples :
 V+ = 13V + V(out)/2
 V- = -13 + V(out)/2

Voilà l'idée.

Le gain dans tous ça : comme la tension d'alimentation est divisée par deux, la dissipation totale passe de 76W à 38W, pour une même puissance de sortie.

La suite dans un prochain post avec un design de principe appliqué au schéma initial de l'ampli et quelques mesures.

[Argo]

Bonjour

Concept intéressant.
Effectivement le sujet a déjà été abordé, j'ai en tête deux exemples:

La classe "XD" (crossover displacement), dont le brevet est détenu par Cambridge audio, développé par Douglas Self. L'idée résumée est de déplacer le point de croisement en fonction de l'alternance. En fait de s'approcher de la linéarité de la classe A et de conserver l'efficacité de la classe AB.
Une autre idée est la classe G mis au point par Hitachi dans les années 70. Il s'agit d'avoir deux tensions de rails différentes, celle ayant le plus haut potentiel mise en oeuvre lorsque le niveau de sortie l'exige, et donc de réduire les pertes par effet joule lorsque le niveau de sorti est faible (à fortiori au repos)
On dirait que cette dernière s'approche plus de ton idée.

Cdt

[jacquese]

Bonjour Argo,

Le principe présenté ici se rapproche effectivement de la classe G car il s'agit de jouer sur la tension d'alimentation.
Toutefois, le principe est différent car dans la classe G on commute entre une alimentation faible tension et une alimentation haute tension pour l'étage de sortie.
Dans ma solution, c'est toujours la même valeur de tension (faible) qui est appliquée à l'étage de sortie. C'est en fait le potentiel de masse qui va bouger par rapport à l'alimentation de puissance (qui sera de plus monorail) et qui va permettre de garder une tension globale toujours réduite de moitié.

[thierry38D]

Hello,

Il y a le système BASH, mais pour subwoofer, ampli en classe AB, avec les rails d'alims qui varient selon le signal.
pas très utilisable en full band (20-20KHz), mais une polar en classe A serait possible.

https://www.thompdale.com/bash_amplifier...sh_amp.htm

[EnceinteAcoustix]

:

[calculette]

Bonjour,

Belle idée:
  D'un autre coté en écoute domestique avec une écoute prolongée (une heure = une symphonie complète) sans abimer les tympans 2x8 watts suffisent, évidement il faut davantage de puissance pour épater la galerie pendant quelques minutes.

Cela dit un classe A qui chauffe 2 fois moins c'est intéressant du point de vue écologique.

Denis,

[jacquese]

Bonjour,

Merci pour vos retours sur les solutions de classe A efficiente.

De mon côté j'ai avancé avec un schéma de principe qui fonctionne en simulation sur le schéma initial présenté dans le premier post.

   

Les transistors de sorties (Q5 et Q6) sont maintenant déconnectés de l'alimentation +/-25V (qui  fournit maintenant moins de 100mA). A la place on a connecté une alimentation flottante "simple rail" de 27V et une électronique qui fait varier, par rapport à cette alimentation de 27V le point de masse pour le retour de courant de la charge. Du point de vue du circuit initial qui est référencé à la masse, les transistors de sortie voie varier les potentiel V+ et V- en phase avec le signal de sortie.
L'électronique ajoutée reste relativement simple et compacte par rapport à d'autres solutions qui font intervenir par exemple deux amplificateurs classe D ou AB pour piloter chaque rail d'alimentation avec chacun son alimentation. (les petites alims pilotant Q7 et Q8 sont juste la pour simplifier le schéma, c'est pour la polarisation des transistors, à remplacer dans un schéma définitif par les procédés habituels classe B ou AB)

Sur les courbes du bas, on voit que la dissipation au repos des transistors est maintenant inférieure à 20W chacun, soit une dissipation totale quasi divisée par deux. On pourrait croire qu'il faut ajouter dans les pertes au repos la dissipation de l'électronique ajoutée, notamment les transistors Q7 et Q8. Mais en fait non, car au repos il n'y a pas de courant dan la charge donc rien qui part dans le point de masse piloté par Q7 et Q8.

Toujours au simulateur, j'ai mesuré la distorsion avant et après la modification.

Schéma initial : distorsion à 1Khz, 15V crête :

   

Shéma low power : distorsion à 1Khz, 15V crête :

   

La distorsion avec la version low power est un peu meilleure. C'est certainement dû au fait que le swing de Vce des transistors de sortie est divisés par deux. Le dégradé est le même.

Reste à voir le problème de la stabilité qui est assez sensible. Là j'ai utilisé pour la simu un ampli-op ultra rapide dédié à la vidéo (LM6165). Il faut un gros slew rate (ici 300V/us) et un gain-bande élevé (là 725MHz).

[jsilvestre]

Bonjour Jacques,

astucieux comme d'habitude!

On peut voir ça comme le montage en pont d'un ampli classe A et d'un classe AB dont la sortie est le 0V de référence ce qui fait que les erreurs de ce dernier n'affectent pas directement le premier.
Pour la stabilité tu devrais pouvoir envoyer l'entrée du classe A au classe AB en lui donnant le même gain en tension plutôt que la sortie ce qui éviterait des rebouclages par les capacités parasites des transistors de sortie et les soucis qui en découlent. Un ampli classe AB ou B tout bête ferait l'affaire.

joël

[jacquese]

Bonjour Jacques,

astucieux comme d'habitude!

On peut voir ça comme le montage en pont d'un ampli classe A et d'un classe AB dont la sortie est le 0V de référence ce qui fait que les erreurs de ce dernier n'affectent pas directement le premier.
Pour la stabilité tu devrais pouvoir envoyer l'entrée du classe A au classe AB en lui donnant le même gain en tension plutôt que la sortie ce qui éviterait des rebouclages par les capacités parasites des transistors de sortie et les soucis qui en découlent. Un ampli classe AB ou B tout bête ferait l'affaire.

joël

Bonjour Joël,
C'est exactement ça. D'où le fait que la qualité relative du point de masse n'affecte pas la distorsion.
Merci pour le conseil, je vais essayer.
J'avais justement pensé à utiliser par la suite un schéma balanced en pont dédiant une partie à l'amplification en classe A et l'autre partie, en classe B, au control du point de masse.

[JCB]

Bonjour Jacques.
Félicitations pour ton sens de la recherche de solutions nouvelles. 

Afin d'éviter un montage susceptible de créer une instabilité (que je n'ai pas vérifié) tu peux utiliser l'un des deux montages dont je joins les principes. Les r compensent 2 Vbe du montage de gauche ou 1 Vbe pour celui de droite. Elles peuvent être découplées par un condensateur qu'il te sera facile de définir.  
[attachment=44331]
Cordialement
JCB