DIY : ampli à AOP massivement parallèles

[jsilvestre]

Travaux de la semaine : le PCB d'une carte à 56 AOP double. Ca n'a pas été de la tarte. Il a fallu optimiser les couplages capacitifs, la dissipation thermique du cuivre et l'intégration dans un boitier HIFI 2000 de type Galaxy. Tout est en CMS avec composants des deux côtés pour faciliter le routage et la dissipation.
Ca donne ça :

Bonjour Jacques

encore un projet original! 

Une remarque sur le PCB les vias au milieu des pads des SO8 ne sont généralement pas une très bonne idée sauf si assemblage manuel au fer à souder. La brasure va fuir par le trou et se répandre sur les pads de la face opposée. 

joël

[jacquese]

Bonjour Joël,

Je suppose que tu parles du trou de la pastille du condensateur de découplage qui est soudé en dessous de chaque boîtier ? Ce n'est pas parti à l'usine donc je peux encore changer des choses. Par exemple je peux dégager ce perçage et relié le condensateur au V+ de l'AOP via un piste qui passe en dessous. Ainsi, il n'y aurait plus aucun percage sur la piste démasquée qui passe en dessous les AOP. Qu'en pense-tu ?
J'ai prévu de tout souder à la main car je compte mettre un tout petit point de graisse silicone sous chaque boîtier pour faciliter le transfert thermique vers la piste qui longe en dessous les AOP.

[jsilvestre]

Bonjour Joël,

Je suppose que tu parles du trou de la pastille du condensateur de découplage qui est soudé en dessous de chaque boîtier ? Ce n'est pas parti à l'usine donc je peux encore changer des choses. Par exemple je peux dégager ce perçage et relié le condensateur au V+ de l'AOP via un piste qui passe en dessous. Ainsi, il n'y aurait plus aucun percage sur la piste démasquée qui passe en dessous les AOP. Qu'en pense-tu ?
J'ai prévu de tout souder à la main car je compte mettre un tout petit point de graisse silicone sous chaque boîtier pour faciliter le transfert thermique vers la piste qui longe en dessous les AOP.

aussi et surtout les traversées au milieu des pattes des AOP:

   

Mais en soudant au fer elles ne posent plus de problème, il suffit de mettre un peu plus de soudure pour compenser celle qui passe par le trou.

La graisse sous les boîtiers fera du bien pour le transfert thermique mais la doc semble dire que le transfert thermique passe plutôt par les pattes et le dessus du boîtier. Des bonnes plages de cuivre autour des pattes devraient aider et si possible doubler les plages sur l'autre face avec moult traversées.

joël

[jacquese]

A retravailler !
Mais impossible de doubler de l'autre côté sauf autour du circuit. C'est plein de pistes à l'horizontal et il faut que je limite les couplages capacitifs.

[jacquese]

Le schéma de la partie ampli classe A qui maintenant est à peu près sec :

   

Comme je le disais plus avant : c'est un ampli différentiel utilisable avec une entrée asymétrique ou une entrée symétrique. Les relais permettant de passer de choisir l'un ou l'autre sont embarqué sur cette carte Amp.
C'est du couplage direct de bout en bout. 
Les 4 transistors de puissance sont identiques : des MOS Channel-P de référence IRF9610. L'utilisation de cette référence m'a fait aménager le rapport d'amplification d'impédance de charge que j'avais imaginé au départ. Je recherchais un MOS avec un ID max assez faible et surtout une capacité parasite minimale. L'IRF9610 est un candidat parfait. Et en regardant le datashet, j'ai été intrigué par la fonction de transfert du composant.

   

En effet, on peut voir que contrairement à la plupart des MOS qui ont un point d'invariance thermique en dehors de la plage d'utilisation, ici c'est très bas. Le croisement des trois courbes de transfert se fait à environ 120mA. Du coup j'ai choisi un courant de repos de 120mA qui amène l'invariance thermique sur l'étage de sortie, ce qui fait un capacité en courant de 240mA dans la charge et le réseau de CR. En conséquence j'ai modifié le ratio multiplicateur à AOPs  / Ampli classe A pour qu'il puisse fournir plus de courant. Les valeur de R8 et R16 sont de 3.9. Avec 112 AOP en // avec des résistances de 10 ohms en série, le ratio passe à 3.9/(10/112) = 43 et l'ampli Classe A verra une charge en sortie de 8 x 43 = 344 ohms.

Au niveau de la dissipation au repos, l'ampli dissipe 6W répartis dans les 4 transistors de puissances.
L'ampli est alimenté en +/-13V. La consommation de courant sur toute la plage d'utilisation est constante au repos comme lors d'une modulation. Une alimentation stabilisée sera parfaite pour cet ampli et le découplage à prévoir est minimal.

Concernant l'appairage : toutes les transistors des sources de courant en haut du schéma sont appairées 2 à deux avec celles de ceux de l'autres branche du pont (Dual Matched Transistor). Les JFET d'entrée sont aussi appairés. On devrait avoir un offset inférieur à 10mV sans compensation.

Reste peut-être un petit doute sur le cascodage des JFET d'entrée. Il y a un risque d'instabilité qu'il faudra peut être compenser.

[jsilvestre]

A retravailler !
Mais impossible de doubler de l'autre côté sauf autour du circuit. C'est plein de pistes à l'horizontal et il faut que je limite les couplages capacitifs.

L'idée est charger le FR4 de cuivre en surface et dans le volume pour améliorer un peu sa conductivité thermique surtout autour des sources de chaleur. Mais comme d'habitude arrivent les compromis...!

joël

[jacquese]

Bonjour à tous,

Revirement complet pour la partie ampli classe A.
J'étais en train de faire une  conception sur un 30W avec une architecture super symétrique nouvelle et vu les résultats objectifs trouvés j'ai décidé d'embarqué cette structure dans cet Hybride pour la partie ampli classe A.

Rappel de l'épisode précédent  : le multiplicateur d'impédance prévu multipliait la charge vue par l'ampli pour atteindre une valeur de 345 ohms avec un rapport de résistance de 3.9 ohms (ampli classe A) sur 0.08ohm (112 AOP en // avec 10 ohms chacun).

Là on garde juste ça mais tout l'ampli classe A est revu.

Voici le schéma simulé :

   


C'est toujours un ampli différentiel flottant à couplage direct mais cette fois avec une architecture nouvelle à la mode super-symétrique. Il faut voir cette structure comme deux amplis différentiels, chacun à symétrie droite-gauche, eux même imbriqués en symétrie haut-bas. Si on découpe le schéma en quatre partie en centre comme un gâteau, nous avons 4 pôle d'amplifications.
Chaque pôle est un simple étage à collecteur émetteur commun (Q5 pour le pôle en haut à droite)  attaquant un circuit multiplicateur de courant (Q6/M1) peu ou pas usité dans un étage de sortie audio. Toutefois, dans chacun des deux amplis différentiels, les multiplicateurs sont couplés pour former un multiplicateur de courant différentiel (Q6/M1 - Q7/M3) de gain assez modeste mais de haute précision comme on le verra plus tard dans les simulations qui seront présentées.
La CR est constitué du réseau de 6 résistances au centre du schéma contrôlant le gain en boucle fermée chaque pôle d'amplification de l'ampli.

Il n'y a aucun réglage à prévoir. Les transistors MOS n'entrant pas dans les calculs d'offset ni de courant de repos.

Les multiplicateur d'impédances (pas sur ce schéma) vont se brancher sur les résistances de 3.9ohms (R10 et R19).

Pour les simulations, la valeur de charge utilisée est bien-sûr 345 ohms qui est la valeur de la charge vue par l'ampli avec ses multiplicateurs d'impédances branchées.

[jacquese]

Mesure au simu (charge 345 ohms) : Bande passante

   

Bande passante : 1MHz environ

Marge de phase : 46°

Concernant la marge de phase, on verra dans une autre simu que c'est largement suffisant quelle que soit la charge capacitive en sortie.

[jacquese]

Mesure au simu (charge 345 ohms) : comportement sur carré, slew rate

Signal carré à 10KHz :

   

Slew rate : 

   

0.4us pour 19V soit 47V/us et un temps de montée à pleine puissance d'environ 1us
Aucune oscillation si dépassement.

[jacquese]

Mesure au simu (charge 345 ohms) : stabilité sur charge capacitive (0n à 100nF)

   

Plus la capacitié augmente, plus l'ampli ralentit. Pas instabilité ni dépassement.